一种驱动器,包括:第一调制电路,根据方波信号的上升缘提供导通脉冲以及根据方波信号的下降缘提供关闭脉冲;第二调制电路,根据耦合的导通脉冲提供第一操作脉冲以及根据耦合的关闭脉冲提供第二操作脉冲;开关装置,根据第一操作脉冲关闭开关装置以及根据第二操作脉冲导通开关装置;其中当开关装置关闭时耦合的导通脉冲导通驱动元件,当开关装置导通时驱动元件的等效栅极电容器通过开关装置放电以关闭驱动元件;该导通脉冲的宽度小于等于500ns。
1.一种驱动器,适用于驱动一驱动元件,该驱动器包括:信号源,提供方波信号;第一调制电路,根据该方波信号的边缘提供导通脉冲以及关闭脉冲;变压器,耦接该第一调制电路,耦合该第一调制电路的输出信号至该变压器的二次侧形成耦合信号;第二调制电路,耦接该变压器的二次侧,根据该耦合信号中的耦合的导通脉冲提供第一操作脉冲,以及根据该耦合信号中的耦合的关闭脉冲提供第二操作脉冲;单向导通装置,耦接于该变压器的二次侧的第一端及该驱动元件的控制端之间;开关装置,具有控制端耦接该第二调制电路、第一端耦接该驱动元件的控制端以及第二端耦接该变压器的二次侧的第二端,根据该第一操作脉冲关闭该开关装置,以及根据该第二操作脉冲导通该开关装置;其中当该开关装置关闭时,耦合的该导通脉冲充电该驱动元件的等效栅极电容器至第一驱动电位以导通该驱动元件,当该开关装置导通时,该等效栅极电容器通过该开关装置放电至第二驱动电位以关闭该驱动元件;以及该导通脉冲的宽度小于等于500ns。
2.根据权利要求1所述的驱动器,其中该导通脉冲的宽度小于等于300ns。
3.根据权利要求1所述的驱动器,其中该驱动器的质量因素Q大于1。
4.根据权利要求1所述的驱动器,其中该第一调制电路包括:第一脉冲电路,根据该方波信号的上升缘产生第一脉冲;第二脉冲电路,根据该方波信号的下降缘产生第二脉冲;以及调节电路,根据该第一脉冲与该第二脉冲分别输出该导通脉冲以及该关闭脉冲。
5.根据权利要求4所述的驱动器,其中该调节电路还包括:第一晶体管,具有控制端耦接该第一脉冲电路、第一端耦接直流电源,以及第二端耦接该变压器的一次侧的第一端;第一二极管,耦接于该第一晶体管的第二端与地端之间;第二二极管耦接于该第一晶体管的控制端与第二端之间;以及第二晶体管,具有控制端耦接该信号源、第一端耦接该第二脉冲电路与该变压器的一次侧的第二端,以及第二端耦接地端。
6.根据权利要求4所述的驱动器,其中该第一脉冲电路包括:非反相器,具有输入端耦接第一电阻器的一端及输出端输出该第一脉冲;第二电阻器,耦接于该第一电阻器的另一端与地端之间;以及第一电容器,具有第一端耦接该信号源以及第二端耦接该第一电阻器与该第二电阻器;其中该第一电容器、第一电阻器与第二电阻器的值决定该导通脉冲的宽度;其中该第二脉冲电路包括:反相器,具有输入端耦接第三电阻器及输出端输出该第二脉冲;第二电容器,具有第一端耦接该信号源,以及第二端耦接该第三电阻器;第四电阻器;具有第一端耦接该第二电容器的第二端以及第二端耦接直流电源;以及第一稳压装置串联第五电阻器,设置于该第二电容器的第二端与地端之间;其中该第二电容器、该第三电阻器、该第四电阻器与该第五电阻器的值决定该关闭脉冲的宽度。
7.根据权利要求6所述的驱动器,其中该第一脉冲电路还包括第一维持电路,当该方波信号的高电位时间延长时用于维持该驱动元件导通。
8.根据权利要求6所述的驱动器,其中该第二脉冲电路还包括第二维持电路,用于当该方波信号的低电位的时间延长时用于使该驱动元件栅极处于低电平,低阻抗状态。
9.根据权利要求7所述的驱动器,其中该第一维持电路包括:第三晶体管,具有控制端耦接该非反相器的输出端、第一端通过第六电阻器耦接至直流电源以及第二端耦接地端;第三电容器,耦接于该第三晶体管的第一端与第二端之间;以及第三二极管耦接该第一电容器的第二端与该第三晶体管的第一端。
10.根据权利要求8所述的驱动器,其中该第二维持电路包括:第四二极管,具有第一端通过第五二极管耦接到该信号源、第二端耦接该反相器的输出端;第七电阻器,具有第一端耦接于该第四电阻器,以及第二端耦接该第四二极管的第一端;以及第四电容器,具有第一端耦接该第四电阻器与该第七电阻器,以及第二端耦接地端。
11.根据权利要求4所述的驱动器,其中该第一脉冲电路包括:异或门,具有第一输入端耦接该信号源;第八电阻器,耦接于该异或门的第一与第二输入端之间;第五电容器,耦接于该异或门的第二输入端与地端之间;以及第一与门,具有第一输入端耦接该异或门的输出端、第二输入端耦接该信号源,以及输出端输出该第一脉冲;其中该第八电阻器与该第五电容器的值决定该导通脉冲与该关闭脉冲的宽度;其中该第二脉冲电路包括:第二与门,具有第一输入端耦接该异或门的输出端、第二输入端耦接该异或门的第二输入端以及一输出端输出该第二脉冲。
12.根据权利要求1所述的驱动器,其中该导通脉冲宽度大于等于5/12谐振周期。
13.根据权利要求1所述的驱动器,其中该第二调制电路包括:开关电路,具有第一端耦接该变压器的二次侧的第一端,以及第二端耦接该开关装置的控制端;以及控制电路,具有第一端耦接该开关电路的第一端,以及第二端点耦接该开关电路的控制端,用于控制该开关电路;其中当该导通脉冲的幅值大于一既定临界值时,该开关电路的第一端与第二端断开使得该开关电路的第二端的电压维持高电位;以及其中当该开关电路接收该关闭脉冲时,该开关电路的第一端与第二端导通。
14.根据权利要求1所述的驱动器,其中该第二调制电路包括:第一三端开关元件,具有控制端通过串联电阻器及第二稳压装置耦接至该变压器的二次侧的第二端、第一端耦接该变压器的二次侧的第一端、第二端耦接至该开关装置的控制端;以及第六电容器,耦接该第一三端开关元件的该第一端与该控制端。
15.根据权利要求14所述的驱动器,还包括第九电阻器串联第六二极管,耦接于该第一三端开关元件的该控制端及该变压器的二次侧的第二端。
16.根据权利要求1所述的驱动器,其中该第二调制电路包括:第二三端开关元件,具有控制端通过第三稳压装置耦接至该变压器的二次侧的第二端、第一端耦接该变压器的二次侧的第一端以及第二端耦接至该开关装置的控制端;第十电阻器,并联该第三稳压装置;以及第十一电阻器,并联第七电容,耦接于该第二三端开关元件的控制端与第一端之间。
17.根据权利要求1所述的驱动器,其中该第二调制电路包括:第三三端开关元件,具有第一端耦接该变压器的二次侧的第一端,以及第二端耦接该开关装置的控制端;第四三端开关元件,具有第一端耦接该第三三端开关元件的控制端、控制端耦接至该变压器的二次侧的第一端,以及第二端耦接至该变压器的二次侧的第二端;第八二极管,耦接该第四三端开关元件的该第一端及该第二端;以及第八电容器,耦接该第三三端开关元件的该第一端及该控制端。
18.根据权利要求1所述的驱动器,其中该第二调制电路包括:第五三端开关元件,具有第一端耦接该开关装置的控制端、第二端通过第九二极管耦接至该变压器的二次侧的第一端,以及控制端耦接该变压器的二次侧的第二端。
19.根据权利要求1所述的驱动器,其中该第二调制电路还包括推挽式电路,设置于该变压器的二次侧的第一端与该单向导通装置之间。
20.根据权利要求1所述的驱动器,其中该导通脉冲的输出阻抗小于该关闭脉冲的输出阻抗。
21.根据权利要求20所述的驱动器,其中该导通脉冲的输出阻抗小于等于0.5倍的关闭脉冲的输出阻抗。
22.根据权利要求1所述的驱动器,其中该导通脉冲的宽度小于该关闭脉冲的宽度。
23.根据权利要求1所述的驱动器,还包括保护电路耦接于该变压器的二次侧的第一端及该第二调制电路之间,该保护电路包括:比较器,具有第一输入端耦接第十三电阻的一端、第十四电阻的一端、第二输入端耦接第十七电阻的一端及第十八电阻的一端以及一输出端耦接该开关装置的控制端;第四稳压装置,并联第九电容,具有第一端耦接该第十三电阻的另一端,以及第二端耦接接地端及该第十四电阻的另一端;第十二极管,串联第十二电阻,具有一端耦接该第四稳压装置的第一端、第十六电阻器的一端及第十七电阻器的另一端;第十五电阻器,并联第十一二极管,具有一端耦接该第十二极管的另一端及该单向导通装置;第六三端开关元件,具有第一端耦接该第十六电阻的另一端、第二端耦接接地端以及控制端耦接该第十五电阻器的另一端;第十电容器,耦接该第六三端开关元件的控制端及接地端之间;第七三端开关元件,具有控制端耦接该第六三端开关元件的第一端、第一端耦接该第十八电阻的另一端及第二端耦接接地端;以及第十二二极管,具有一端耦接该第七三端开关元件的第一端及另一端耦接该驱动元件。
24.一种驱动器,适用于驱动一驱动元件,该驱动器包括:信号源,提供方波信号;第一调制电路,根据该方波信号的边缘提供导通脉冲以及关闭脉冲;变压器,耦接该第一调制电路,耦合该第一调制电路的输出信号至该变压器的二次侧形成耦合信号;第二调制电路,耦接该变压器的二次侧,根据该耦合信号中的耦合的导通脉冲提供第一操作脉冲,以及根据该耦合信号中的耦合的关闭脉冲提供第二操作脉冲;单向导通装置,耦接该变压器的二次侧的第一端、该驱动元件的控制端;单向开关装置,具有第一端耦接该驱动元件的控制端以及第二端耦接该变压器的二次侧的第二端,根据该第一操作脉冲关闭该单向开关装置,以及根据该第二操作脉冲导通该单向开关装置;其中当该单向开关装置关闭时,耦合的该导通脉冲充电该驱动元件的等效栅极电容器至第一驱动电位以导通该驱动元件,当该单向开关装置导通时,该等效栅极电容器通过该单向开关装置放电至第二驱动电位以关闭该驱动元件。
25.根据权利要求24所述的驱动器,其中该单向开关装置包括:开关装置,具有控制端耦接该第二调制电路、第一端耦接该驱动元件的控制端;二极管元件耦接于该开关装置的第二端与该变压器的第二端之间;以及第十九电阻耦接于该开关装置的第一端及该开关装置的控制端。
26.根据权利要求24所述的驱动器,其中还包括双向开关元件,具有第一端耦接该变压器的二次侧的第二端、第二端耦接该单向开关装置第二端以及控制端耦接该变压器的二次侧的第一端。
27.根据权利要求24所述的驱动器,其中该驱动器的质量因素Q大于1。
28.根据权利要求24所述的驱动器,其中该导通脉冲宽度大于等于5/12谐振周期。
29.根据权利要求24所述的驱动器,其中该导通脉冲的输出阻抗小于该关闭脉冲的输出阻抗。
30.根据权利要求29所述的驱动器,其中该导通脉冲的输出阻抗小于等于0.5倍的关闭脉冲的输出阻抗。
31.根据权利要求24所述的驱动器,其中该导通脉冲的宽度小于该关闭脉冲的宽度。技术领域
本发明是有关于一种驱动器,特别是有关于一种控制功率开关元件的驱动器。
背景技术
功率开关元件通常需要一组驱动器控制此功率开关元件的导通与关闭。在一些需要隔离的场合会使用变压器传递驱动信号至功率开关元件,如Mosfet,IGBT等,如图1所示。由于变压器T只需要传递驱动能量,相对于主电路,变压器T的体积通常相对较小。然而,随着市场对电源功率密度与效率的要求不断提高,特别是低频场合,如频率低于10kHz,变压器的体积与损耗就会受到关注。现有的驱动器如2图所示的电路200。通过设计电容器C_Y的电容值使变压器T两端在驱动信号210的上升缘与下降缘分别产生正负脉冲。变压器T上的正脉冲通过二极管D1与D2对功率开关元件Q3的栅极电容器C_iss充电至高电位。由于此时晶体管Q4处于关闭状态,功率开关元件Q3的栅极因没有放电回路而维持高电位。变压器的负脉冲则通过二极管D3与D4导通晶体管Q4,因此功率开关元件Q3的栅极上的电压通过晶体管Q4放电至低电位。图3是图2的电路的波形图。PWMout是驱动信号210、V_CY是电压器T的一次侧270所串联的电容器C_Y的电压波形、Ip是变压器T一次侧的电流波形、V_1/2与V_3/4分别是变压器T一次侧270与二次侧280的电压波形、V_G/S是被驱动的功率开关元件Q3的栅极的电压波形。当变压器T两侧的匝数相同时,V_1/2与V_3/4会有几乎相同的波形。通过这个电路可以把驱动信号210调制成宽度很小的脉冲信号,如V_1/2与V_3/4的波形。如此,变压器T就工作于窄脉冲信号的情况,这样,变压器T处理的电压伏秒乘积就比较小。因此,在电路设计上可以缩小变压器T的体积。然而上述的先前技术亦有很多缺点。首先,驱动耗损大。从图2与图3可以了解到,该技术虽然只有在驱动信号210的上升缘与下降缘时通过变压器T传递脉冲信号,然而,实际上,由于电容器C_Y存在,变压器T一次侧270必须维持平均电流接近于零。所以电容器C_Y在上升缘储存的能量必须在下次上升缘到来前释放方能维持运作,也因此造成明显上升的损耗。其次,功率开关元件Q3的栅极上的驱动信号上升速度慢。由于要通过电容器C_Y实现变压器T上所需要的波形,电容器C_Y的电容值需要与功率开关元件Q3的栅极电容器C_iss的电容值匹配。如果电容器C_Y的电容值太大会造成无法产生宽度很窄的脉冲信号。另外,匹配的电容器C_Y则会产生具影响性的阻抗,导致阻碍能量传递并且降低驱动信号上升的速度,进而造成功率开关元件Q3导通的损耗增加。此外,先前技术的电路可靠度较差。当变压器T负脉冲消失后,晶体管Q4的栅极处于高阻抗状态,进而使功率开关元件Q3的栅极处于初始状态为低电位的悬浮状态,而不是预期的低阻抗导通状态。因此,若有别的因素对功率开关元件Q3充电,如米勒效应等,将无法使功率开关元件Q3的栅极维持应有的低电位状态而造成误动作。虽然可以通过增加负脉冲宽度延长功率开关元件Q3的低阻抗状态时间,但是脉冲宽度延长意味要增加变压器T的耗损。为了解决上述的缺点,有必要提供一种驱动器满足小体积、高可靠度、快速的驱动信号上升速度以及低驱动耗损等要求。
发明内容
本发明提供一种驱动器,包括:一信号源,提供一方波信号;一第一调制电路,根据该方波信号的上升缘提供一导通脉冲,以及根据该方波信号的下降缘提供一关闭脉冲;一变压器,耦接该第一调制电路,耦合该第一调制电路的输出信号至该变压器的二次侧形成一耦合信号;一第二调制电路,耦接该变压器的二次侧,根据该耦合信号中的一耦合的导通脉冲提供一第一操作脉冲,以及根据该耦合信号中的一耦合的关闭脉冲提供一第二操作脉冲;一单向导通装置,耦接该变压器的二次侧的第一端、一驱动元件的控制端,用于防止充电该驱动元件的一等效栅极电容器的电流反向流动;一开关装置,具有控制端耦接该第二调制电路、第一端耦接该驱动元件的控制端以及第二端耦接该变压器的二次侧的第二端,根据该第一操作脉冲关闭该开关装置,以及根据该第二操作脉冲导通该开关装置;其中当该开关装置关闭时,耦合的该导通脉冲充电该等效栅极电容器至一第一驱动电位以导通该驱动元件,当该开关装置导通时,该等效栅极电容器通过该开关装置放电至一第二驱动电位以关闭该驱动元件;以及其中该导通脉冲的宽度小于等于500ns。本发明还提供一种用于驱动一驱动元件的驱动电路,包括:一信号源,提供一方波信号;一第一调制电路,根据该方波信号的边缘提供一导通脉冲以及一关闭脉冲;一变压器,耦接该第一调制电路,耦合该第一调制电路的输出信号至该变压器的二次侧形成一耦合信号;一第二调制电路,耦接该变压器的二次侧,根据该耦合信号中的一耦合的导通脉冲提供一第一操作脉冲,以及根据该耦合信号中的一耦合的关闭脉冲提供一第二操作脉冲;一单向导通装置,耦接该变压器的二次侧的第一端、该驱动元件的控制端;一单向开关元件,具有第一端耦接该驱动元件的控制端以及第二端耦接该变压器的二次侧的第二端,根据该第一操作脉冲关闭该单向开关元件,以及根据该第二操作脉冲导通该开关装置;其中当该开关装置关闭时,耦合的该导通脉冲充电该驱动元件的一等效栅极电容器至一第一驱动电位以导通该驱动元件,当该开关装置导通时,该等效栅极电容器通过该开关装置放电至一第二驱动电位以关闭该驱动元件。由于本发明的驱动器以及驱动方法可以平衡激磁电流因此相对先前技术可避免电容充放电所造成的损耗,提高驱动效率以及减少能量传递的阻抗,进而加速了信号的上升与下降。另外驱动器以及驱动方法亦可以在满足等效栅极电容的上升时间下缩短导通脉冲的宽度,因此变压器承受脉冲的时间减少,对于缩小变压器的体积相对有利。此外,通过驱动器中的调节电路可以减少等效充电回路总阻抗,藉此增大等效谐振电路的质量因素Q,减小驱动耗损。
附图说明
图1是已知技术的驱动器的示意图;图2是已知技术的驱动器的电路图;图3是图2的电路的电压波形图;图4是本发明的驱动器的示意图;图5a是当信号源是较低工作频率且信号源占空比接近50%时的方波时本发明的驱动器的波形图;图5b是当信号源为占空比较小的方波时本发明的驱动器的波形图;图5c是当信号源为占空比较小的方波时本发明的驱动器的波形图;图5d是当信号源为占空比较大的方波时本发明的驱动器的波形图;图5e是当信号源为占空比较大的方波时本发明的驱动器的波形图;图5f是当信号源是高频方波时本发明的驱动器的波形图;图6是本发明的驱动器中第一调制电路的实施例的示意图;图7是本发明的第一调制电路的一个实施例的电路图;图8是本发明的第一调制电路的另一个实施例的电路图;图9是本发明的第一调制电路的另一个实施例的电路图;图10是本发明的第一调制电路的另一个实施例的电路图;图11是本发明的驱动器中第二调制电路的实施例的示意图;图12a是本发明的第二调制电路的一个实施例的电路图;图12b是本发明的第二调制电路的又一个实施例的电路图;图13是本发明的第二调制电路的另一个实施例的电路图;图14是本发明的第二调制电路的另一个实施例的电路图;图15是本发明的第二调制电路的另一个实施例的电路图;图16是本发明的驱动器的另一个实施例的电路图;图17a是本发明的驱动器的另一个实施例的示意图;图17b是本发明的驱动器的另一个实施例的示意图;图17c是图17a-17b的实施例的电路的波形图;图18a是本发明的驱动器的另一个实施例的示意图;图18b是图24a之中保护电路的一种具体实施例;图19是本发明的驱动器的等效电路图;图20是图19的等效电路的波形图;图21是本发明的驱动器的输入输出功率比值与质量因素的关系;图22a是测试脉冲的电路图;图22b是说明图22a的输入与输出的波形图;图23a到图23c说明导通脉冲和关闭脉冲输出阻抗的定义;以及图24显示变压器尺寸与导通脉冲宽度的之间的线性关系。[主要元件标号说明]400~驱动器xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0410~信号源420~第一调制电路xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0430~第二调制电路D_S~单向导通开关xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0Q_S~开关装置Q_L~驱动元件xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0C_iss~驱动元件的等效栅极电容T~变压器xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0422~第一脉冲电路424~第二脉冲电路xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0426~调节电路430~第二调制电路xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0432~控制电路S1~开关电路xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0434推挽式电路435辅助电源xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0440~保护电路D1~D12、D_R~二极管xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0C1~C10~电容器R1~R18~电阻器U1~非反相器xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0U2~反相器U3~异或门xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0U4、U5~与门R_S~限流电阻xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0Q1、Q2、Qxa03~晶体管QS1~QS7三端开关元件Rg~等效总电阻xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0L_leak~等效总电感D理想二极管xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0Qx~双向开关元件A1~比较器xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0ZD1~ZD4~齐纳二极管
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂,下文特举较佳实施例,并配合所附图式,作详细说明如下:图4是本发明的驱动器400的示意图。驱动器400包括信号源410、第一调制电路420、变压器T、第二调制电路430、单向导通开关D_S以及开关装置Q_S。信号源410提供一个方波信号,其工作频率及占空比变化范围都可以较大。例如该方波信号的工作频率可以是低频如10kHz,或是高频如大于1MHz;而其占空比可以比较小如2%,或比较大如98%。第一调制电路420根据方波信号的边缘如上升缘提供一导通脉冲,经由变压器T以及单向开关Ds传输到一驱动元件Q_L,例如功率开关元件IGBT或MOS开关等的控制端如栅极,用于导通驱动元件Q_L。另外,第一调制电路420亦根据方波信号的边缘如下降缘提供一关闭脉冲,用于关闭驱动元件Q_L。(第一调制电路420亦可根据上升缘提供一关闭脉冲,根据下降缘提供一导通脉冲。)变压器T一次侧耦接第一调制电路420,用于接收来自第一调制电路420的信号并将其传递至变压器T的二次侧以产生对应的耦合脉冲,如变压器T一次侧接收导通脉冲后将其传递至二次侧后产生对应的耦合导通脉冲。第二调制电路430的一侧耦接变压器T的二次侧,另一侧耦接一开关装置Q_S的控制端,开关装置Q_S可以是MOS或BJT晶体管或是开关元件的组合如BJT晶体管与二极管的串联等。第二调制电路430会根据耦合的导通脉冲提供第一操作脉冲以关闭开关装置Q_S,以及根据耦合的关闭脉冲提供第二操作脉冲导通开关装置Q_S。当开关装置Q_S关闭时,耦合的导通脉冲将元件Q_L的等效栅极电容C_iss充电至一第一驱动电位以导通驱动元件Q_L,当开关装置Q_S导通时,等效栅极电容C_iss通过开关装置Q_S放电至一第二驱动电位以关闭该驱动元件Q_L,藉此达到控制功率开关元件的功能。此外,单向导通装置D_S,例如二极管,会耦接于变压器T的二次侧第一端与驱动元件Q_L的控制端之间,用于防止充电驱动元件Q_L的等效栅极电容C_iss反向放电。此外,导通脉冲与关闭脉冲会在变压器T的一次侧产生激磁电流,为了防止激磁电流造成变压器T饱和,第一调制电路420会根据导通脉冲或关闭脉冲产生一或多个复位脉冲以平衡激磁电流。实际的做法是第一调制电路420根据导通脉冲的幅值与宽度的乘积(即伏特时间乘积)以及关断脉冲的幅值与宽度的乘积分别决定对应的一或多个复位脉冲的幅值与宽度。举例来说,一个正电位的导通脉冲会伴随一个负电位的复位脉冲,此导通脉冲的幅值与宽度的乘积等于复位脉冲的幅值与宽度的乘积(即伏特时间乘积相等)。同理,负电位的关闭脉冲也会产生与之平衡的正电位复位脉冲。藉此平衡变压器T上的激磁电流。图5a是当信号源是较低工作频率如10kHz~100kHz,并且信号源开通时间(即信号源为高电位时的脉宽),关断时间(即信号源为低电位时的脉宽)接近(即占空比接近50%)时本发明的驱动器的波形图。在t0时,信号源410的上升缘触发第一调制电路420,使得第一调制电路420的输出端的电压V_P为V_p+,维持时间为tp+,形成所谓的导通脉冲。当导通脉冲被传送到变压器T的二次侧后,经由单向导通开关D_S向驱动元件Q_L的等效栅极电容C_iss充电,使驱动元件Q_L的控制端电压Vo在t1时被充电至电位V₀+。由于单向导通开关D_S不能反向,当驱动元件Q_L的控制端电压V₀被充电至电位V₀+后即可自行保持在电位V₀+。此时撤除导通脉冲使导通脉冲维持的时间tp+尽可能短。此外,开关装置Q_S也要处于关闭状态。因此,第二调制电路430的输出端的电压V_OS会根据导通脉冲形成高电位电压使开关装置Q_S不能导通(于以下实施例中,开关装置Q_S为PNPxa0BJT,驱动元件Q_L为NMOS晶体管,但不限于此)。于本实施例中,第二调制电路430分别设定临界值V_THs+与V_THs-以判断接收的脉冲是否为导通脉冲或是关闭脉冲。也就是说,当输入的正脉冲的电位超过VTHS+则判定为导通脉冲,当输入的负脉冲的绝对值超过V_THs-的绝对值则判定为关闭脉冲。另外,第二调制电路430所设定的临界值V_THs+与V_THs-分别对应于第一调制电路420所设定的临界值V_THP+与V_THp-。于本实施例中,设定变压器T两侧的线圈比为1∶1,但不限于此。因此,在线圈比为1∶1的状况下,临界值V_THs+与V_THs-分别等于临界值V_THP+与V_THP-。变压器T会受到导通脉冲的激励形成激磁电流i_m。当导通脉冲移除后,第一调制电路420产生负电位V_R-的复位脉冲,维持到激磁电流在t2时间归零为止。为避免第二调制电路430将负电位的复位脉冲认定为关闭脉冲而误导通开关装置Q_S造成放电栅极电容C_iss的电荷。第一调制电路420设定所输出的复位脉冲的电位V_R-绝对值低于临界值V_THP-的绝对值。相对地,第二调制电路430所接收的信号V_S中的复位脉冲的电位绝对值亦低于临界值V_THs-的绝对值,因此可以保证第二调制电路430的输出端的电压V_OS维持高电压或高阻抗使开关装置Q_S维持关闭状态以利于驱动元件的控制端电压Vo维持高电位。在t3时,信号源410的方波产生下降缘,触发第一调制电路420输出电压V_p-,维持时间为tp-,形成关闭脉冲。第二调制电路430根据关闭脉冲输出低电位的电压使开关装置Q_S快速导通以利于栅极电容C_iss的电压通过开关装置Q_S放电至低电位以关闭驱动元件Q_L。当驱动元件Q_L关闭时,亦就是在t4时,第一调制电路420撤除关闭脉冲使变压器T承受脉冲的时间tp-尽可能的短。同样地,变压器会因为负电位的关闭脉冲产生负激磁电流i_m。关闭脉冲移除后,第一调制电路420接着输出正电位V_R+的复位脉冲,维持到激磁电流在t6时间归零为止。同样地,为避免第二调制电路430误将正电位的复位脉冲认为是导通脉冲而关闭开关装置Q_S。第一调制电路420输出的复位脉冲的电位V_R+需低于临界值V_THP+使得第二调制电路430所接收的信号V_S中的复位脉冲的电位亦低于临界值V_THs+,因此可以保证第二调制电路430输出端的电压V_OS尽可能为低电位且低阻抗状态,使得驱动元件Q_L可维持关闭状态。脉冲宽度通过在第一调制电路420的输出端SOA或SOB与GND之间接入一个负载RL1或RL2进行测试,如图22a所示。图22b中所示的Vin为输入的方波信号;VSOA为第一调制电路420的输出端SOA与GND之间的波形;同理,VSOB为SOB与GND之间的波形。Vp如图5a所示为第一调制电路420输出波形,即波形VSOA与VSOB的差。因此,导通脉冲维持时间即导通脉冲宽度tp+,也就是VSOA的正向脉冲宽度,其定义为RL1等于10k欧姆时,导通脉冲上升缘上升到其幅值VP+的50%时所对应的时刻与其下降缘下降到其幅值V_P+的50%时所对应的时刻的时间间隔。同理可得到关闭脉冲维持时间即关闭脉冲宽度tp-的定义。图5b是当信号源为占空比较小的方波时本发明的驱动器的波形图。当方波信号的高电位脉宽远小于低电位脉宽时,例如方波信号频率为100kHz,工作时间(即t0-t2时段为高电位的时间)为整个工作周期的2%(即占空比为2%)的状况下,实施复位脉冲平衡变压器T的激磁电流的机制将与图5a的情况不一样。然而不变的是,让施加于变压器T的正电位的脉冲的宽度幅值的乘积等于施加于电压器T的负电位的脉冲的宽度幅值的乘积以平衡激磁电流。如图5b所示,信号源410所提供的方波的高电位工作时间很小,使得磁重置(产生复位脉冲平衡激磁电流)的时间t1-t2非常短,若要在这时段内完成磁重置则需要大幅值的脉冲,很显然这样会引起误驱动。因此在t1-t2的时段是无法实现变压器T的磁重置。图5b的导通脉冲的宽度与幅值的乘积小于关闭脉冲的宽度与幅值的乘积,因此整体上会出现负的激磁电流,因此在t3-t5时段以正电位的复位脉冲平衡激磁电流。图5c的导通脉冲的宽度与幅值的乘积大于关闭脉冲的宽度与幅值的乘积,因此整体上会出现正的激磁电流,因此在t3-t5时段以负电位的复位脉冲平衡激磁电流。在这情况下存在足够长的复位时间t3-t5,可以确保变压器T达到磁重置不会进入饱和状态。图5d也是当信号源是占空比比较大的方波时本发明的驱动器的波形图。与第5b-5c图的差别在于信号源410的方波的高电位宽度远大于低电位宽度,例如工作频率100kHz,工作时间(t0-t2时段为高电位)占整个工作98%(即占空比为98%)。因此在t3-t5时段无法实现磁重置,必须在t1-t2时段实施磁重置。图5d是导通脉冲的宽度与幅值的乘积大于关闭脉冲的宽度与幅值的乘积,因此整体上会出现正的激磁电流,因此在t1-t2时段以负电位的复位脉冲平衡激磁电流。图5e是导通脉冲的宽度与幅值的乘积小于关闭脉冲的宽度与幅值的乘积,因此整体上会出现负的激磁电流,因此在t3-t5时段以正电位的复位脉冲平衡激磁电流。图5f是当信号源是高频方波时本发明的驱动器的波形图。在高频时,例如工作频率1MHz,可能会呈现t1-t2时段与t3-t5时段都无法通过复位脉冲使变压器T磁重置的情形(亦即是激磁电流不能归零)。因此只要导通脉冲与关闭脉冲不平衡则变压器T很容易进入饱和状态。因此需要维持导通脉冲与关闭脉冲的持续平衡,以保持变压器的磁路平衡,防止变压器进入饱和状态。图6是本发明的驱动器中第一调制电路的实施例的示意图。第一调制电路420可分为第一脉冲电路422、第二脉冲电路424以及调节电路426。第一脉冲电路422根据方波信号的上升缘产生一第一脉冲。第二脉冲电路424根据方波信号的下降缘产生一第二脉冲。调节电路426根据第一脉冲与该第二脉冲输出导通脉冲、关闭脉冲以及一或多个复位脉冲。图7是本发明的第一调制电路的一个实施例的电路图。调节电路426电路包括第一晶体管Q1(例如NPNxa0BJT)、第二晶体管Q2(例如NMOS晶体管)、第一二极管D1以及第二二极管D2。第一晶体管Q1的控制端耦接第一脉冲电路422、第一端耦接直流电源Vcc,以及第二端耦接变压器T的一次侧的第一端。第一二极管D1耦接于第一晶体管Q1的第二端与地端之间。第二二极管D2耦接于第一晶体管Q1的控制端与第二端之间。第二晶体管Q2的控制端耦接信号源410、第一端耦接第二脉冲电路424与变压器T的一次侧的第二端,以及第二端耦接地端。这里,第一二极管D1最好为快恢复二极管甚至是肖特基二极管。为更方便说明,以图5b所示的驱动工作状态为例。在t1时刻,当图7中的第一调制电路的导通脉冲消失后,由于变压器激磁电流的不可突变,会通过第一二极管D1续流,形成第一二极管D1、接地端(GND)、第二晶体管Q2以及变压器T的续流回路。如果在t2时刻,第一调制电路输出关闭脉冲,由于第一二极管D1的续流电流在之前并未结束,因此就会出现二极管的反向恢复效应,造成额外损耗,降低驱动效率。第一脉冲电路422包括非反相器U1(例如为缓冲器)、第一电阻器R1、第二电阻器R2以及第一电容器C1。非反相器U1的输入端耦接第一电阻器R1、输出端输出第一脉冲。第二电阻器R2耦接于第一电阻器R1的另一端与地端之间。第一电容器C1的第一端耦接信号源410以及第二端耦接第一电阻器R1与第二电阻器R2。在不考虑非反相器的门坎电压的影响的状况下,其中第一电容器C1、第一电阻器R1与第二电阻器R2的值决定第一脉冲的宽度(相对地也决定导通脉冲的宽度)。第二脉冲电路424包括反相器U2、第二电容器C2、第三电阻器R3、第四电阻器R4、第五电阻器R5以及第一稳压装置ZD1(例如齐纳二极管)。反相器U2的输入端耦接第三电阻器R3、输出端输出第二脉冲。第二电容器C2的第一端耦接信号源410,以及第二端耦接第三电阻器R3。第四电阻器R4的第一端耦接第二电容器C2的第二端以及第二端耦接至直流电源Vcc。第一稳压装置ZD1串联第五电阻器R5,设置于第二电容器C2的第二端与地端之间。在不考虑反相器的门坎电压影响的状况下,其中第二电容器C2、第三电阻器R3、第四电阻器R4与第五电阻器R5的值决定第二脉冲的宽度(相对地亦决定关闭脉冲的宽度)。图8是本发明的第一调制电路的另一个实施例的电路图。于本实施例中,在原第一脉冲电路422中加入一个第一维持电路423。第一维持电路423用于当信号源410的方波信号的高电位维持时间比较长的情况下,使第一调制电路间隔发送导通脉冲,维持驱动元件Q_L栅极的高电平,以维持其导通。第一维持电路423包括第三晶体管Q3(例如NPNxa0BJT)、第三电容器C3、第三二极管D3以及第六电阻器R6。第三晶体管Q3的控制端耦接非反相器U1的输出端、第一端通过第六电阻器R6耦接至直流电源Vcc以及第二端耦接地端。第三电容器C3耦接于第三晶体管Q3的第一端与第二端之间。第三二极管D3耦接第一电容器C1的第二端与第三晶体管Q3的第一端。图9是本发明的第一调制电路的另一个实施例的电路图。于本实施例中,在原第二脉冲电路424中加入一个第二维持电路425。第二维持电路425用于当方波信号的低电位的时间持续时间比较长的情况下,使第一调制电路420间隔发送关闭脉冲,维持开关装置Qs开通状态,使驱动元件Q_L栅极处于低电平,低阻抗状态。第二维持电路425包括第四二极管D4、第五二极管D5、第七电阻器R7以及第四电容器C4。第四二极管D4的第一端通过第五二极管D5耦接到信号源410、第二端耦接反相器U2的输出端。第七电阻器R7的第一端耦接到第四电阻器R4以及第二端耦接第四二极管D4的第一端。图10是本发明的第一调制电路的另一个实施例的电路图。第一脉冲电路422包括异或门U3、第八电阻器R8、第五电容器C5以及第一与门U4。异或门U3的第一输入端耦接信号源410。第八电阻器R8耦接于异或门U3的第一与第二输入端之间。第五电容器C5耦接于异或门U3的第二输入端与地端之间。第一与门U4,具有第一输入端耦接异或门U3的输出端、第二输入端耦接信号源410以及输出端输出第一脉冲。第二脉冲电路424包括第二与门U5。第二与门U5的第一输入端耦接异或门U3的输出端、第二输入端耦接异或门U3的第二输入端,以及输出端输出第二脉冲。在不考虑U3、U4、U5的门坎电压的影响下,其中第八电阻器R8与该第五电容器C5的值决定导通脉冲与关闭脉冲的宽度。图11是本发明的驱动器中第二调制电路的实施例的示意图。第二调制电路430包括开关电路S1以及控制电路432。开关电路S1的第一端耦接变压器T的二次侧的第一端,以及第二端耦接开关装置Q_S的控制端。控制电路432的第一端耦接开关电路S1的第一端,以及第二端点耦接开关电路S1的控制端,用于控制开关电路S1。在该实施例中,开关电路S1为一开关元件。当控制电路确定接收导通脉冲时,开关电路S1的第一端与第二端断开(即开关元件S1关断),这样该开关电路S1的第二端的电压维持高电位。由于此时开关装置Q_S的控制端是悬浮,因此可以在开关装置Q_S的控制端与第一端之间加入电阻R_S以确保开关装置Q_S维持关闭。另外开关装置Q_S在关闭时会有漏电流存在,电阻R_S亦可旁路漏电流。当控制电路432确定接收关闭脉冲时,会控制开关电路S1导通。图12a是本发明的第二调制电路的一个实施例的电路图。第二调制电路430包括第一三端开关元件QS1(例如NMOS晶体管)、第二稳压器ZD2(例如齐纳二极管)、第六电容器C₆、串联电阻器R_SS以及限流电阻器R_QS。第一三端开关元件QS1的控制端通过第二稳压装置ZD2(例如齐纳二极管)耦接至变压器T的二次侧的第二端、第一端耦接变压器T的二次侧的第一端以及第二端耦接至开关装置Q_S的控制端。第六电容器C₆耦接第一三端开关元件QS1的控制端与第一端,其可能是外加电容亦或寄生电容。其中,第一三端开关元件QS1的控制端也可以通过一串联电阻器R_SS耦接至第二稳压装置ZD2以控制对第一三端开关元件QS1的门极与源极间第六电容器C₆的充电速度。为了防止开关装置Q_S、第一三端开关元件Q_S1以及电压器T所形成的回路上的电流太大,可设置限流电阻R_QS于开关装置Q_S的控制端与第一三端开关元件Q_S1的第二端之间。图12b是本发明的第二调制电路的又一个实施例的电路图。图12b与图12a的区别是第二调制电路添加了由第九电阻R₉和第六二极管D₆组成的网络,其中第九二电阻R₉的阻值会比串联电阻器R_SS的小。目的是为了适当增加关闭脉冲通过变压器耦合到变压器二次侧的耦合脉冲对第一三端开关器件Q_S1门极与源极之间电容充电的电流,使在关闭脉冲的幅值较低或者宽度较窄的情况下,也能关闭驱动元件QL并使其在导通脉冲到来前始终维持低电平,低阻抗状态。图13是本发明的第二调制电路的另一个实施例的电路图。第二调制电路430包括第二三端开关元件QS2(例如NMOS晶体管)、第三稳压装置ZD3(例如齐纳二极管)、第十电阻器R10、第十一电阻器R11、第七电容C7以及限流电阻RQS。第二三端开关元件QS2,具有控制端通过第三稳压装置ZD3耦接至变压器T的二次侧的第二端、第一端耦接变压器T的二次侧的第一端以及第二端通过电阻R_QS耦接至开关装置Q_S的控制端。第十电阻器R10并联第三稳压装置ZD3。第十一电阻器R11并联第七电容C7,耦接于第二三端开关元件QS2的控制端与第一端之间。图14是本发明的第二调制电路的另一个实施例的电路图。第二调制电路430包括第三三端开关元件QS3(例如NMOS晶体管)、第八电容器C₈以及第四三端开关元件QS4(例如NMOS晶体管)。第三三端开关元件QS3的第一端耦接变压器T的二次侧的第一端,以及第二端耦接开关装置Q_S的控制端。第四三端开关元件QS4具有第一端耦接第三三端开关元件QS3的控制端、控制端耦接至变压器T的二次侧的第一端以及第二端耦接至变压器T的二次侧的第二端。第八电容器C₈耦接第三三端开关元件QS3的第一端与控制端。其中,第四三端开关元件QS4的第一端可以通过一电阻(未显示)耦接第三三端开关元件QS3的控制端以控制第三三端开关元件QS3的门极(控制端)与源极(第一端)间第八电容器C₈的充电速度。另外,第三三端开关元件QS3与第四三端开关元件QS4的第一端与第二端之间分别包含一并联的第七二极管D₇与第八二极管D₈。二极管D₇与D₈可能是开关元件的内部二极管亦或外接的二极管。图15是本发明的第二调制电路的另一个实施例的电路图。第二调制电路430包括第五三端开关元件QS5(例如NPNxa0BJT),电阻R_QS以及第九二极管D9。第五三端开关元件QS5的第一端耦接开关置Q_S的控制端、第二端通过第九二极管D9耦接至变压器T的二次侧的第一端,以及控制端耦接变压器T的二次侧的第二端。图16是本发明的驱动器的另一个实施例的电路图。在第二调制电路430中加入一个推挽式电路434设置于变压器T的二次侧的第一端与单向导通开关Ds之间。于本实施例中,推挽式电路434是串接一个NPN晶体管、一个PNP晶体管与一个二极管所完成。变压器T二次侧所需要的功率可经由推挽式电路434提供。因此,变压器T仅传输信号而不传输功率,减少变压器T绕线耗损。图17a是本发明的驱动器的另一个实施例的示意图。驱动器400更加上一二极管元件D_R,其一端连接在二次侧开关装置Qs的一端,另一端连接在驱动元件QL的一端,使开关装置Qs成为单向开关装置,用以阻挡开关装置Qs承受反向电压时引起的开通,减缓关闭期间驱动元件QL栅极端电压Vo负电平的释放,维持栅极电容C_iss在驱动元件Q_L关闭期间维持较长的负电位以增强驱动元件Q_L的关闭能力。此外,另有第十九电阻R19连接于单向导通装置Ds的阴极以及开关装置Qs的控制端之间。开关装置Qs以PNPxa0BJT为例说明,图17c所示波形Vo和Vo(1)分别为加二极管元件D_R之前与之后的波形,增加二极管元件D_R使其负电平的复位时间从t5延长至t5’。没有二极管元件D_R的情况下,当驱动元件Q_L栅极电容Ciss的端电压Vo为负电平且变压器T二次侧的关闭脉冲撤除后,栅极电容Ciss的电荷会通过开关装置Qs的寄生二极管快速释放;而二极管元件D_R的加入就可以阻止开关装置Qs寄生二极管的导通,切断该放电回路。由此,负电平释放的回路必然会经过变压器T二次侧绕组,绕组的漏感可以延长负电平放电时间从t5至t5’。图17b所示是本发明又一实施例,是在图17a的基础上更增加了一双向开关器件Qx,图中电路符号及本段以下说明以NMOS为例,但不限于此。目的是在驱动元件QL关断后,通过双向开关器件Qx的阻挡,维持此时驱动元件QL栅极的长时间负电平,增加其抗干扰能力。在导通脉冲通过变压器T耦合到二次侧的信号的电平超过双向开关器件Qx的栅极阈值电压时,双向开关器件Qx开通,其工作过程与图4导通脉冲对被驱动元件QL的栅极充电是一致的,只是在回路中增加了一个导通的双向开关器件Qx;在关闭脉冲通过变压器T耦合到二次侧的信号的电平低于双向开关器件Qx的栅极阈值电压时,双向开关器件Qx关闭。当这个耦合脉冲的幅值的绝对值大于VTHS-的绝对值时,第二调制电路430判定其为关闭脉冲;此时驱动元件QL栅极电容的放电过程与图4所示的电路相同,且会出现栅极负的驱动电平,所不同的是在关闭脉冲撤除后,由于双向开关器件Qx处于关断状态,此时双向开关器件Qx的栅极负电平将维持,从而增加其抗干扰能力。本发明中其余的实施例也可适用图17b所示的电路,在此不再赘述。图18a是本发明的驱动器的又一个实施例的示意图。它是在图4的第二调制电路430的基础上更增加了一个二次侧辅助电源435及快速保护电路440。主要是因为在很多电路中,为了保护电路安全,或者为了将故障损失限制在尽量小的范围内,通常会要求电路具备过流保护、过温保护之类的功能。而这些保护的实现,通常是通过检测电流、温度等信息,判断需要进行保护后,关断相应器件。在本发明关注的隔离驱动场合,这类功能的实现往往代价较大,以过流保护为例:将器件对应的电流信息通过隔离采样,比如电流互感器取得,供给控制电路。控制电路经过判断,需要关断器件时,输送关断信息给隔离驱动,驱动再送出关断驱动信号关断相应器件。这样的方式,不仅成本较大,体积较大,还由于驱动的延迟,造成关断信息不能及时传递。如图18a所示,在本发明所描述的隔离驱动场合,可以在取得电路的相关信息,如通过电流变压器CT采样或者直接检测驱动元件Q_L的电压降以得到流过驱动元件Q_L的电流信息Vi,或者通过温度检测装置如负温度系数热敏电阻(NTC)得到温度信息VT后,将相应的信息提供给保护电路440。保护电路440中的比较电路(如比较器)分别将电流信息Vi以及温度信息与相应的参考信号比较后输出保护信号给第二调制电路430。如电流信息Vi反映流过驱动元件Q_L的电流超出了预定的值,第二调制电路430接收保护信号后会相应产生一信号给开关装置Qs,使驱动元件Q_L迅速关断。这样一来,保护的速度加快了,电路的可靠性也得到了提高。另外,图18a中的辅助电源电路435连接至变压器T的二次侧,通过二极管将能量传送并存储至电容器。这样,电容器上的能量即可提供给保护电路440或者变压器T二次侧其余的电路如第二调制电路430使用。图18b是图18a中过流保护电路的一种具体实施。图中第十二极管D10,第十二电阻R12,第九电容C9以及第四稳压装置ZD4(例如齐纳二极管)组成了辅助电源电路,用以给保护电路中的比较器A1供电,并通过第十三电阻R13与第十四电阻R14分压提供给比较器A的非反相端一个参考电平Vref,在驱动电路正常工作过程基本维持不变。第十五电阻R15,第十六电阻R16,第十一二极管D11,第十电容C10以及第六三端开关元件Qs6,第七三端开关元件Qs7组成电路采样屏蔽及抗干扰电路,当被驱动元件QL的栅极电压为高(即驱动元件QL导通时)且维持一段时间后电流过流检测电路才起作用。第十七电阻R17,第十八电阻R18,第十二二极管D12组成被驱动元件QL导通电流采样电路,并用于跟Vref比较后产生保护信号Vpro。其工作原理为:通过采样元件导通时的两功率端点电压,如MOS的漏极、源极两端电压,以反映其电流特性,并将该电压与参考值比较后产生电路保护信号。如当驱动输出Vgs为低时,第六三端开关元件Q6的栅极电压Vgs_Q6为低,第六三端开关元件Q6关闭,因此第七三端开关元件Q7的栅极电压为高,第七三端开关元件Q7开通,比较器A输出为高,保护电路屏蔽;当Vgs输出为高时,第十五电阻器R15与第十电容器C10组成的网络延迟第六三端开关元件Q6的导通,如上所述,继续产生保护屏蔽作用直至Vgs_Q6上升至使第六三端开关元件Q6导通为止,第六三端开关元件Q6导通后,第七三端开关元件Q7的栅极电压被拉低,第七三端开关元件Q7关闭,释放电路保护功能,此时比较器反向端电压为:ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="700"/>V2随Vds增大而增大,当Vds增大到某一个值时,V2>Vref,比较器A1输出Vpro为低,用以释放驱动元件QL的栅极电荷使其关断,实现电路的快速保护。图18a、18b中的辅助电源及保护功能电路440,也适用于前面所述的其余实施例中。图19是本发明的驱动器给驱动元件Q_L充电时刻的等效电路图。驱动器只在驱动元件Q_L的等效栅极电容Ciss需要充电时提供主要能量,那么,在可保证等效栅极电容的充电速度和幅值前提下减少充电能量,即可有效减少驱动损耗。于实施例中,由于希望驱动的损耗尽可能小,变压器T的激磁电感设定较大,例如200uH,以减小变压器T的激磁电流。另外,匝比假设为1∶1。这样,就可以忽略变压器T。电阻Rg为充电回路等效总电阻,主要包括第一调制电路420在此期间输出的电阻阻抗、变压器内阻、单向导通装置D_S的电阻阻抗、驱动元件Q_L的栅极等效串联电阻及回路引线电阻等等。单向导通装置D_S可理解为理想二极管与其电阻阻抗以及通态电压源(即D_S通态时的压降)串联,D即为D_S的理想二极管。Ve为等效充电激励源,于本实施例中,Ve可理解为是第一调制电路420供电电压Vcc减去充电回路等效总电压源的压降。这些压降包括如单向导通装置D_S的通态压降等。当Ve越接近Vcc,也就是充电回路等效总电压源的压降越小时,引起损耗越小。L_leak为充电回路等效总电感,主要包括变压器漏感、回路引线电感及驱动元件Q_L的栅极等效串联电感等等。图20是图19的等效电路的波形图。可看出图19的等效电路为LCR谐振电路。但是由于单向导通装置D,例如二极管的关系,谐振电路只能完成半个谐振周期。亦即是等效栅极电容C_iss的电压从零到最高值后停止充放电。I为该谐振电路电流,Vo为等效栅极电容C_iss上的电压。图21是本发明的驱动器的输入输出功率比值与质量因素的关系。LCR谐振电路的谐振质量因子Q可由以下公式表示: Q = Stored Energy Disspated Energy ]]> Q = 1 R g * L leak C iss ]]>于本实施例中,忽略二极管的通态压降及其动态内阻抗可求得图21的输入输出功率比值与质量因素的关系。其中LCR谐振电路输入功率Pin亦即为Ve的输出功率。0.5Ciss*Vgs^2*fs即为等效栅极电容C_iss实际得到的功率,亦即是LCR谐振电路输出功率。输入功率Pin与等效栅极电容C_iss实际得到功率的比值越小,则代表驱动能量损耗越小。根据图21,Q小于等于0.5时,输入能量为所得能量两倍;Q大于等于1.5时,输入能量为所得能量的1.5倍,损耗已经减少;Q大于6乃至接近10时,输入能量为所得能量的1.1倍或更小,已经很接近输入能量约等于所得能量。Q值越大则要求回路总电阻Rg越小;或者增加充电回路等效总电感L_leak,减缓驱动的上升沿速度。如前文所述,回路总电阻Rg包含了第一调制电路420在此期间输出的电阻阻抗也即第一调制电路420输出导通脉冲时的输出电阻阻抗。因此为减小驱动能量损耗,需要较低的第一调制电路420输出导通脉冲时的输出电阻阻抗,如5欧,2欧甚至1欧或更低。而当第一调制电路42O输出关闭脉冲时,通过变压器耦合只提供关断信号,因此第一调制电路420输出关闭脉冲时的输出阻抗并不影响驱动能量损耗。而同时考虑到制程以及成本等因素关闭脉冲时的输出阻抗可以设置得比开通脉冲的输出阻抗大一点,如5欧,10欧,20欧或更高,只需要使该关闭脉冲时的输出阻抗不至于大到影响开关元件QL的关断,要远小第二调制电路430的输入阻抗。可以把导通脉冲的输出阻抗设定为关断脉冲输出阻抗的0.5倍以下,这样不仅可以降低成本,也由于较大的关断脉冲输出阻抗,而具有较高的复位电平,有利于变压器的磁复位,防止饱和。图23a为导通脉冲和关闭脉冲输出阻抗的定义说明,前面描述的导通脉冲为图23a所示SOA和SOB分别为高电平和低电平的状态,关闭脉冲为SOA和SOB分别为低电平和高电平的状态。因此导通脉冲和关闭脉冲的输出阻抗可以通过在SOA与SOB之间加一个负载电容Cload(如100pF),测试其上升或者下降的时间以获取输出阻抗。图23b所示为导通脉冲输出阻抗测试波形,在导通脉冲出现后,负载电容Cload的幅值从零上升到其峰值Vp,负载电容Cload的电压从零上升到V_p·(l-e^-1)≈0.63V_p的时间tr_load,即为其时间常数:t_{r_load}=τ=R_{ON_rise}·C_load,因此,导通输出阻抗可表示为:ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="339"/>同理,图23c所示为关断输出阻抗(输出低电平)测试波形,在关闭脉冲出现后,负载电容Cload的幅值从峰值Vp下降到零,负载电容Cload电压下降到V_p·e^-1≈0.37V_p的时间tf_load,,即为时间常数t_{f_load}=τ=R_{OFF_fall}·C_load,因此,关断输出阻抗可表示为:ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="367"/>因此,在关闭脉冲输出阻抗大于开通脉冲输出阻抗的设定下,可以设置导通脉冲的宽度略小于关闭脉冲的宽度,如10ns,20ns等。主要工作原理是在初始状态,剩余关闭脉冲形成的负向伏秒积会引起变压器负向的激磁电流,这个电流通过关闭脉冲阻抗引起压降,这样在变压器一次侧获得的关闭脉冲伏秒积减小,逐步与导通脉冲在变压器一次侧的伏秒积平衡,变压器处于平衡而防止器饱和。经过以上对导通脉冲和关闭脉冲的处理,可以在2MHz,3MHz,5MHz甚至更高的频率下维持变压器的磁路平衡。激磁电流在关断脉冲阻抗上产生压降的伏秒积越小,损耗就越小。因此,设置关闭脉冲与导通脉冲的差值越小越好,主要受限于器件的工艺容差。参考图4,于实施例中,LCR的谐振是在幅值约为Vp+、宽度为tp+的开通脉冲时进行的。为了减少图4的单向导通装置Ds的反向恢复所造成的损耗以及可能的干扰,当脉冲在谐振电流下降到较小值时,最好是归零后再去除。根据LCR谐振原理,谐振周期可表示成: T r = 4 · π ( 4 · L leak - R g 2 · C iss L leak 2 · C iss ) 0.5 ]]>当txa0p+大于等于5T_r/12时,即可保证在谐振电流减小到其峰值的一半,不会引起导通装置Ds太大的反向恢复损耗及可能干扰,此时可以去除脉冲。当tp+大于等于0.5Tr时,谐振电流接近于零,此时去除导通脉冲可获得更小的Ds反向恢复损耗及干扰。为保证一定的裕量,设计tp+略大于0.5Tr、甚至0.75Tr、2Tr。当tp+=2Tr时,图4的单向导通装置D_S的反向恢复所产生的一些振荡基本上已经消除。另外,变压器需要的有效截面积Ae与其承受的导通脉冲宽度txa0p+之间的关系可表示为ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="290"/>其中,Vp+为第一调制电路420输出端的电压(具体可以参见图5的描述),N为变压器绕组匝数,ΔB为变压器磁芯允许的工作磁通密度。在变压器允许的工作磁通密度不变,绕组匝数不变以及电压Vp+不变的情况下,增加tp+时会要求相应增加Ae,也就会增大变压器体积。因此,tp+应当小于等于2Tr。由于Tr的设计,是为了满足等效栅极电容Ciss电压的上升时间tr,其中tr=0.5Tr。所以tp+的选择与tr直接相关,tr越大,tp+越大,所需的变压器体积越大。目前的开关器件速度都比较快,所以要求驱动速度也比较快。比如较大功率IGBT场合,tr当小于500ns;一般MOSFET场合,tr当小于300ns;较快的场合,tr会小于200ns、150ns、100ns甚至更低,以大量减低元件的开关损耗。根据变压器磁密与施于其绕组上的激励之间存在的关系:ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="304"/>当施加于变压器绕组的导通脉冲宽度(tp+)变窄时,其伏秒积变小,变压器磁芯的有效截面(Ae)或变压器的绕组匝数(N)可以相应减小,以减小变压器T的体积。在不改变线圈匝数N,导通脉冲幅值Vp+以及激磁电流峰值情况下,变压器尺寸随导通脉冲宽度的增加近似线性增加,如图24所示。可见,在确保驱动电路正常工作的前提下尽量减小导通脉冲宽度将大大减小变压器的体积。以目前常用的变压器驱动方式,即变压器处理完整的脉冲信号(如图4中的脉冲信号Vin)的情况为例,如果该脉冲信号的工作频率为100kHz,且占空比为50%(等效脉冲宽度约为5us),幅值为12V的情况下,为减小驱动损耗,大概需要EE13尺寸的变压器,占用很大的空间。如果采用本发明的驱动方式,如果将导通脉冲宽度调制为1us,在变压器绕组匝数不变的情况下,变压器的尺寸可以减小为原先的10%,可以采用EE10变压器;如果将导通脉冲宽度调制为500ns,变压器尺寸可以减小为5%,可以采用EE8左右的变压器。因此,考虑到目前开关器件的开关速度以及越来越快的发展趋势,最大的导通脉冲宽度在500ns左右,如导通脉冲宽度近似为较大功率Ixa0GBT的开通时间txa0r的情况,不仅可以保证绝大部分开关器件的开关要求,而且可以有较小的体积,能够满足高功率密度的需求;或者300ns,可以满足大部分开关器件的开关需求,包括几乎所有的功率MOS器件,变压器的尺寸可以做的更小,但不限于此。最后,本领域技术人员可体认到他们可以轻易地使用揭露的观念以及特定实施例为基础而变更及设计可以实施同样目的的其它结构且不脱离本发明以及权利要求范围。